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寬動態范圍的高端電流檢測:三種解決方案           
寬動態范圍的高端電流檢測:三種解決方案
作者:Micchip 文章來源:網絡 點擊數: 更新時間:2011-2-14 8:46:09
    簡介

  在電機控制、電磁閥控制、通信基礎設施和電源管理等諸多應用中,電流檢測是精密閉環控制所必需的關鍵功能。從安全至關重要的汽車和工業應用,到電源和效率至關重要的手持式設備,都能發現它的身影。利用精密電流監控,設計人員可以獲得關鍵的瞬時信息,例如電機扭矩(根據電機電流)、DC/DC轉換器效率、基站LDMOS(橫向擴散MOS)功率晶體管的偏置電流,或者短接至地等診斷信息。

  為了理解系統設計人員在為電路板選擇最精確、最具成本效益的電流傳感器時所面對的重要權衡、選擇和挑戰,我們將仔細討論蜂窩基站功率放大器的LDMOS偏置電流監控及其它相關應用中的電流檢測。

  電流監控在基站功率放大器中是必不可少的,特別是在調制方法更為復雜的3G和LTE中,其峰均功率比從3GW-CDMA的3.5dB(約2.2比1)到LTEOFDM的8.5dB(約7.1比1)不等,而大多數常用2G單載波GSM的峰均功率比為3dB(約2比1)。控制環路功能之一是監控LDMOS偏置電流,以便能夠針對給定的功率輸出對LDMOS的偏置進行正確調制。通常情況下,此直流偏置電流具有寬動態范圍,具體視工作條件、最大值或非峰值操作而定。對設計人員而言,這意味著需要一個精密電流傳感器來監控50mA(或者低至15mA)1至20A范圍內的電流,而LDMOS的漏極則偏置到28V至60V范圍內的一個高壓。如果利用分流電阻來監控此電流,則設計人員只能使用非常小的分流電阻,否則當LDMOS電流為20A時,其功耗將非常大。例如,在最大電流時,即使10mΩ分流電阻也會消耗4W功率。

  雖然存在能夠承受這一功率的分流電阻,但電路板可能要求較低功耗。然而,如果選擇如此低的電阻值,則在低電流(如50mA)時,10mΩ分流電阻上的電壓將極其微小(500μV),難以利用一個同時還必須承受高共模電壓的電路進行精密監控。

  本文將重點討論能夠在高共模電壓下精確監控寬范圍直流電流的電流檢測解決方案。同時還會特別關注溫度性能這一重要參數,它常常難以校準,但在功率放大器室外應用中必須謹慎對待。本文將按照設計復雜度從高到低的順序介紹三種可選解決方案,它們能針對各種不同的應用提供可行的高精度、高分辨率電流檢測。

  1.使用運算放大器、電阻和齊納二極管等分立器件來構建電流傳感器。這種解決方案以零漂移放大器AD8628為核心器件。

  2.使用AD8210等高壓雙向分流.來提高集成度,并利用其它外部器件來擴展動態范圍和精度。

  3.采用針對應用而優化的器件,例如最新推出的AD8217。AD8217是一款易于使用且高度集成的零漂移電流傳感器,輸入共模電壓范圍為4.5V至80V。

  配置一個標準運算放大器進行高端電流檢測

  圖1所示為一個采用AD8628.的基于運算放大器的分立解決方案。采用其它運算放大器時同一設置也有效,但必須盡可能具有下列特性:低輸入失調電壓、低失調電壓漂移、低輸入偏置電流和軌到軌輸入輸出擺幅能力。推薦的其它放大器包括AD8538, AD8571,和AD8551.

使用運算放大器的分立式大電流檢測解決方案

圖1.使用運算放大器的分立式大電流檢測解決方案

  此電路監控高端電流I.放大器通過齊納二極管打開偏置,本例中其額定值為5.1V。二極管的使用確保放大器能夠在高共模電平下安全地工作,并且其電源電壓穩定在容許的電源限值以內,同時MOSFET將其輸出轉換為電流,進而由電阻RL.轉換為以地為參考的電壓。這樣,輸出電壓就能饋送至轉換器、模擬處理器和其它以地為參考的器件(如運算放大器或比較器),以便做進一步的信號調理。

  在此配置中,RG上的電壓與RSHUNT上的電壓相等,因為通過MOSFET的反饋會使運算放大器的兩個高阻抗輸入端保持相同的電壓。經過RG的電流流過FET和RL產生VOUTPUT..流過分流電阻的電流I,與VOUTPUT.的關系可通過公式1表示:

(1)

  RSHUNT選擇:RSHUNT的最大值由最大電流時的容許功耗決定,而最小值由運算放大器的輸入范圍和誤差預算決定。一般情況下,為了監控10A以上的電流,RSHUNT的值在1mΩ至10mΩ之間。如果單個電阻無法滿足功耗要求,或者對PCB而言太大,則RSHUNT可能必須由多個電阻并聯構成。

  RG選擇:RG用于將與高端電流成比例的電流轉換到低端。RG的最大值由P溝道MOSFET的漏極-源極漏電流決定。假設使用常見的P溝道增強型垂直DMOS晶體管BSS84,那么各種條件下的IDSS最大值如表1所示。

Table表1.漏極-源極漏電流

漏極-源極漏電流

  以LDMOS漏極電流監控為例,共模電壓為28V,IDSS為100nA。通過RL的最小電流的鏡像至少應為IDSS的20倍。因此


  RG的最小值由最大負載電流時的容許鏡像電流功耗決定:


  RBIAS選擇:通過RBIAS的電流經過分流產生運算放大器的靜態電流和基本恒定的齊納二極管電壓VZ,(它決定運算放大器的電源電壓)。當放大器電流ISUPPLY,實際上為0且,VIN為最大值時,應確保流過齊納二極管的電流不超過其最大調節電流IZ_MAX


  當ISUPPLY,為最大值且VIN為最小值時,為確保二極管電壓穩定,流過其中的電流應大于其最大工作電流IZ_MIN


  齊納二極管和RBIAS是這一解決方案的關鍵器件,因為它們消除了后續電路的高共模電壓,支持使用低壓精密運算放大器。為使電壓保持最高穩定性,齊納二極管應具有低動態電阻和低溫度漂移特性。

  R1選擇:R1用于在輸入瞬變超過運算放大器的電源電壓時限制放大器輸入電流。建議使用10kΩ電阻。

  所選運算放大器的失調電壓VOS和失調電流IOS是非常重要的指標,特別是在分流電阻值和負載電流很低的情況下。VOS+IOS×R1必須小于IMIN×RSHUNT,否則放大器可能會飽和。因此,為獲得最佳性能,最好使用具有零交越失真的軌到軌輸入放大器。

  對于這種分立解決方案,另一個需要考慮的問題是溫度漂移。即使采用零漂移放大器,也非常難以優化,或者需要付出高昂代價才能優化下列分立器件所引起的漂移:齊納二極管、MOSFET和電阻。從表1可知,當VGS=0V且VDS=–50V時,隨著工作溫度從25°C變為125°C,MOSFET的IDSS最大值從–10μA變為–60μA。此漂移會降低系統在整個溫度范圍內的精度,特別是當受監控的電流很低時。齊納二極管的漂移特性會影響放大器電源的穩定性,因此所用放大器應當具有高電源抑制(PSR)性能。

  此外,設計人員必須意識到這一解決方案的功效很低,因為RBIAS消耗了大量功率。例如,如果總線共模電壓為28V,齊納二極管輸出電壓為5.1V且RBIAS為1000Ω電阻,那么該電路的無用功耗將超過0.52W。這會增加功耗預算,設計時必須考慮這一點。

  利用AD8210和外部器件進行高端電流檢測

  圖2a所示為集成高壓雙向分流.AD8210的簡化框圖;圖2b所示為采用外部基準電壓源的單向應用。

a)高壓雙向分流.AD8210(b)采用外部基準電壓源的寬范圍單向應用

圖2.(a)高壓雙向分流.AD8210(b)采用外部基準電壓源的寬范圍單向應用

  AD8210可以放大正或負電流流過分流電阻時產生的小差分輸入電壓,同時抑制高共模電壓(最高65V),并提供以地為參考的緩沖輸出。

  如圖2a所示,它主要包括兩個模塊:一個差分放大器和一個儀表放大器。輸入端通過R1和R2連接到差分放大器A1。A1利用Q1和Q2調整流經R1和R2的小電流,使其自身輸入端上的電壓為零。當AD8210的輸入信號為0V時,R1和R2中的電流相等。當該差分信號非零時,一個電阻中的電流增大,另一個電阻中的電流則減小。電流差與輸入信號的大小和極性成正比。

  R3和R4將流經Q1和Q2的差分電流轉換為差分電壓。A2配置為儀表放大器,用于將該差分電壓轉換為單端輸出電壓。通過精密調節的薄膜電阻在內部將增益設置為20V/V。

  使用VREF1VREF2引腳可以輕松調整輸出基準電壓。在處理雙向電流的典型配置中,VREF1連接到VCC,而VREF2連接到GND。這種情況下,當輸入信號為0V時,輸出以VCC/2為中心電壓。因此,對于5V電源,輸出以2.5V為中心電壓。根據分流電阻上的電流方向不同,輸出將大于或小于2.5V。

  這種配置非常適合充電/放電應用,但如果用戶需要利用整個輸出范圍來測量一個單向電流,那么一種典型方法就是利用外部源來設置該范圍,如圖2b所示。此時,一個電阻分壓器經過一個運算放大器緩沖來驅動連在一起的VREF1VREF2引腳,從而使輸出發生偏移。

  當負載電流接近0時,單單依靠放大器難以監控負載電流。采用5V電源時,AD8210的線性輸出范圍為50mV至4.9V。假設應用中的分流電阻為10mΩ,那么其上流過的最小電流必須大于250mA,才能確保AD8210的輸出高于其50mV的最低點。


  圖2b所示配置引入了一個偏移,以便測量更小的電流。當放大器增益為20V/V時,輸出電壓與監控電流之間的關系可以通過公式2表表示:

 (2)

  例如,當電阻R1和R2分別為9800Ω和200Ω時,失調電壓為100mV。當差分輸入為0V時,AD8210的輸出是100mV,仍然落在線性范圍之內。如果分流電流范圍為50mA至20A,當RSUPPLY=10mΩ時,輸入范圍將是0.5mV至200mV,AD8210的輸出范圍是10mV至4V加上失調電壓,即0.11V至4.1V,完全位于其額定線性范圍以內。

  事實上,利用這種配置,設計人員可以將AD8210的輸出偏移到電源范圍內的任何一點,從而處理具有任何非對稱性的任意電流范圍。由于精密調節的電阻內部連接到基準輸入端,因此需要使用一個運算放大器來緩沖分壓器。為了獲得最佳結果,應當以低阻抗來驅動這些輸入端。可用來緩沖外部基準電壓源的精密低成本運算放大器包括AD8541, AD8601, AD8603, AD8605, AD8613, AD8691,和AD8655等.

  與分立解決方案相比,這種集成解決方案要求分流.具有高共模電壓范圍,當輸出電壓范圍無法達到電流檢測范圍要求時,它還要求輸出偏移。但它能夠處理雙向電流監控,并且避免了上述溫漂和功耗問題。AD8210失調漂移和增益漂移的保證最大值分別為8μV/°C與20ppm/°C。如果使用AD8603作為緩沖器,它所貢獻的失調僅有1µV/°C,與AD8210已經很低的失調電壓漂移相比可以忽略不計。分壓器R1和R2的功耗為:


  以圖2b所示的參數進行計算,其功耗僅為1.2mW。

  利用零漂移AD8217進行高端電流監控

  ADI公司最近推出了一款高壓電流傳感器AD8217,它具有零漂移和500kHz帶寬,專門用來增強寬溫度、輸入共模和差分電壓范圍內的分辨率和精確度。圖3a所示為該器件的簡化框圖;圖3b顯示了一個典型應用。

.(a)高分辨率、零漂移分流.AD8217

圖3.(a)高分辨率、零漂移分流.AD8217

 (b)利用AD8217進行高端電流檢測

  為了測量流過小分流電阻的極小電流,AD8217提供最小值為20mV的輸出范圍(整個溫度范圍內),優于AD8210的50mV范圍。因此,如果分流電阻上受監控的最小負載電流在電流傳感器中產生20mV的最小輸出(相當于1mV的最小輸入),則用戶可以選擇按圖3b所示來配置AD8217。AD8217的輸出電壓與輸入電流之間的關系可以通過公式3表示:

 (3)

  AD8217內置一個低壓差調節器(LDO),它能為放大器提供恒壓電源。該LDO可以承受4.5V至80V的高共模電壓,其功能基本上與圖1中的齊納二極管相似。

  AD8217的工廠設定增益為20V/V,在整個溫度范圍內的最大增益誤差為±0.35%。整個溫度范圍內的初始失調額定值為±300uV,而且溫漂非常小,僅有±100nV/°C,這些特性可以改善任何誤差預算。緩沖輸出電壓可以直接與任何典型的模數轉換器接口。當輸入差分電壓至少為1mV時,無論是否存在共模電壓,AD8217都能提供正確的輸出電壓。像上例一樣使用10mΩ分流電阻時,最小電流可以低至100mA。

  單芯片解決方案避免了分立解決方案的溫漂和功耗問題。

  性能比較

  以下部分將給出通過比較這三種不同方法所獲得的測試結果。測試時通過改變輸入電壓和負載電阻來調整流過分流電阻的輸入電流。在所示數據中,已執行初始校準來消除與電路板中所有器件相關的初始增益和失調誤差。

  圖4為利用圖1所示電路測得的RL上的輸出電壓與流過RSUPPLY的輸入電流低端值之間的線性關系圖。RSUPPLY為10mΩ;RG為13Ω;RBIAS為100Ω;R1為10kΩ;負載電阻為200Ω;RL為200Ω;齊納二極管輸出為5.1V;運算放大器為AD8628;MOSFET為BSS84。最大相對誤差為0.69%,而校準后的平均誤差為0.21%。

采用圖1中AD8628獲得的低電流測試結果

圖4.采用圖1中AD8628獲得的低電流測試結果

  圖5為利用圖2b所示電路測得的AD8210輸出電壓與流過RSUPPLY的輸入電流低端值之間的線性關系圖。RSUPPLY為10mΩ;R1為20kΩ;R2為0.5kΩ;負載電阻為200Ω;外部基準電壓緩沖器為AD8603。最大相對誤差為0.03%,而校準后的平均誤差為0.01%。

采用圖2b中AD8210獲得的低電流測試結果

圖5.采用圖2b中AD8210獲得的低電流測試結果

  圖6為利用圖3b所示電路測得的AD8217輸出電壓與流過RSUPPLY的輸入電流低端值之間的線性關系圖。RSUPPLY為10mΩ,且負載電阻為50Ω。最大相對誤差為0.088%,而線性校正后的平均誤差為0.025%。

采用圖3b中AD8217獲得的低電流測試結果

圖6.采用圖3b中AD8217獲得的低電流測試結果

  注意,測試有必要集中在范圍的低端,而不是涵蓋50mA至20A的整個范圍。原因是線性度變化主要處于范圍的低輸出電壓(低單極性電流)部分。

  此外還在–40°C、+25°C和+85°C下對每種解決方案進行了溫度實驗。表2給出了利用+25°C下的校正系數來校準–40°C和+85°C下的數據時的最大相對誤差和平均誤差。

 表2.不同溫度下使用同一校正系數時的最大誤差和平均誤差

不同溫度下使用同一校正系數時的最大誤差和平均誤差

  如果系統中有溫度傳感器可用,則可以使用不同的校正系數來校準不同溫度下的數據,但這會導致器件數量增多和制造成本增加。表3給出了在–40°C、+25°C和+85°C下使用不同校正系數時的最大相對誤差和平均誤差。

 表3. 不同溫度下使用不同校正系數時的最大誤差和平均誤差

不同溫度下使用不同校正系數時的最大誤差和平均誤差

  溫度實驗表明,利用自穩零技術的器件可以在寬溫度范圍內提供高精度性能,特別是AD8217。

AD8628分立解決方案的溫度實驗

圖7.AD8628分立解決方案的溫度實驗

AD8210集成解決方案的溫度實驗

圖8.AD8210集成解決方案的溫度實驗

AD8217單芯片解決方案的溫度實驗

圖9.AD8217單芯片解決方案的溫度實驗

  結論

  測試結果表明,所有三種解決方案都能用于寬動態范圍的高端電流檢測:所有三種解決方案的輸出都是線性的,而采用AD8217的解決方案具有最佳的誤差性能,并且不需要獨立電源。此外,±100-nV/°C的失調漂移特性使它非常適合在–40°C至+125°C的溫度范圍內使用,能夠在溫度范圍內提供最高精度性能。就系統設計而言,單芯片解決方案可以節省PCB面積,簡化PCB布局,降低系統成本,并提高可靠性。這些特點特別適用于負載電流范圍很寬且動態范圍至關重要的單向電流檢測應用。

  根據測試結果可以得知:對于寬動態范圍的單向高端電流檢測和監控應用,AD8217是三種解決方案中最合適的一種。我們還注意到,AD8210解決方案的工作范圍可以低至0V輸入,這對檢測短接至地的條件可能有利。還應注意,AD8210能夠以單芯片監控雙極性電流,例如在充電/放電應用中。

  在要求最佳系統性能的實際系統設計中,建議采用校準和溫度檢測。

文章錄入:ronalho    責任編輯:elvis 
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